顯示了一種高效率解決方案的框圖，其中的負載是需要穩定輸入電壓（3.3V、5V、12V等）的器件。48V主電源為正常工作的開關穩壓器2（SW2）供電，同時通過開關穩壓器1（SW1）為超級電容組充電，使其電壓達到25V。當主電源斷開時，超級電容組向SW2供電，以維持負載的連續運行。

選定超級電容后，系統工程師還必須選擇為超級電容充電的目標電壓，其根據是超級電容的定額曲線。大多數超級電容單元的額定電壓范圍為室溫下2.5V-3.3V，此額定值在更高溫度時下降，隨之帶來更長的預期壽命。通常，充電目標電壓設置值應低于最大額定電壓，以延長超級電容的工作壽命。

接下來需要選擇超級電容組的預期電壓和SW2拓撲。超級電容組配置可為并聯、串聯或者并聯的串聯電容串組合。因為單元電容電壓額定值通常低于3.3V，且負載常常需要相等或更高的供電電壓，所以針對電容單元配置和SW2的選項是，使用一個電容單元與一個升壓轉換器，或串聯的多個電容單元與一個降壓或降壓-升壓穩壓器。若使用升壓配置，我們必須確保在超級電容放電時，電壓不會下降至低于SW2的最小工作輸入電壓。該電壓下降可能多達超級電容充電電壓的一半之多，為此，我們舉一個由串聯超級電容組合和一個簡單降壓穩壓器（SW1）組成的超級電容組的例子。然后，如果能量要求需要的話，將并聯多個串聯電容串。

如果選擇超級電容的串聯組合，則必須根據電容串頂端的最大預期電壓來選擇所用電容單元的數目。更多的串聯電容意味著超級電容串的電容值更小而電壓更高。例如，假設選擇使用兩串由四個2.7V10F電容組成的電容串和由八個相同電容（串聯）組成的一個電容串。雖然兩種配置可存儲總電荷和能量是相同的，但電容串的可用電壓范圍使單個串聯串具有優勢。例如，如果有一個需要5V偏壓的負載，則SW2需要的電壓為6V左右（考慮到其最大占空比和其他壓差因素）。

●電容中的能量W=CV2/2，可用能量W=C/2（Vcharge2-Vdicharge2）

●對于每串4個電容的兩個電容串，可用能量W=2*［（10F/4）/2*（（2.7V*4）2-6V2）］=201.6J

●對于包含8個電容（串聯）的單個電容串，可用能量W=1*［（10F/8）/2*（（2.7V*8）2-6V2）］=269.1J

因為兩個電容組可存儲相同的總能量，所以電壓較低的電容串的充電浪費/不可用百分比更大。在本例中，優先選擇更高的電容串電壓，以充分利用超級電容。

第三個系統挑戰來自如何為超級電容組充電。一開始，當超級電容電壓為0時，由于高電容值，SW1需要在類似輸出短路的條件下工作相當長時間。常規SW1可能陷于打嗝模式而無法為超級電容充電。為了保護超級電容和SW1，在充電階段開始時需要附加的電流限制功能。一種令人滿意的解決方案是讓SW1在幾乎無輸出電壓的條件下提供加長時間的連續充電電流。

為超級電容充電有許多方法。恒定電流/恒定電壓（CICV）是常用的首選方法，如圖2（CIVE曲線）所示。在充電周期開始時，充電器件（SW1）在恒定電流模式下工作，向超級電容提供恒定電流，使得其電壓呈線性增加。在超級電容充電至目標電壓時，恒定電壓回路激活并準確地控制超級電容充電電平，使之保持恒定，以避免過度充電。同樣，該優先解決方案也提出了對電源管理功能的要求，需要在設計中加以考慮。

再以圖1為例，在48V主電源、25V超級電容組電壓以及3.3V、5V、12V等負載電壓的情況下，為SW1和SW2選擇同步降壓功能是合適的。由于主要挑戰與超級電容充電有關，所以針對SW1的選擇非常重要。針對SW1的理想解決方案對電源管理功能的要求是能夠在高輸入（48V）和輸出（25V）電壓下工作，同時提供CICV調制功能。

超級電容充電器解決方案范例

為說明超級電容充電行為，我們以同步降壓穩壓器為例。說明其關鍵問題和解決技術，并使用實驗波形來幫助理解。

圖3顯示了用Intersil的ISL78268控制的實現CICV模式的同步降壓穩壓器的簡化原理圖。為了在CICV控制下將超級電容組充電到25V，在選擇控制器時考慮了以下功能：

1.能在VIN》=48V和VOUT》=25V條件下工作的同步降壓控制器。

2.恒定電流和恒定電壓調節能力，可自動切換調節模式。

3.在系統供電電壓范圍實現準確的電流感測輸入以實現CI模式。參考圖3，控制器可感測電感器的連續電流，即充電電流。控制器的電流感測放大器必須能夠承受共模電壓，在本例中為25V。

ISL78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖

圖4顯示了ISL78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。如圖所示，有兩個獨立的誤差放大器，分別標記為Gm1和Gm2，用于實現恒定電壓（Gm1）和恒定電流（Gm2）。

誤差放大器Gm1用于CV閉環控制。它比較FB的反饋電壓與內部1.6V參考電壓，并在COMP引腳產生誤差電壓。FB引腳從輸出電壓連接至一個電阻分壓器，并設置為當輸出電壓為預期電壓水平時FB電壓為1.6V。于是COMP電壓即代表預期輸出電壓與實際輸出電壓之差。然后比較COMP與電感電流相比較，以生成PWM信號，來控制輸出電壓，使之保持恒定。

誤差放大器Gm2用于CI閉環控制。它比較IMON/DE引腳電壓與內部1.6V參考電壓，并在COMP引腳產生誤差電壓。IMON/DE引腳電壓是內部產生的，代表平均輸出電感電流負載值。因此，COMP電壓在Gm2回路激活時（Gm1和Gm2的輸出之間的二極管有效地選擇哪個回路是激活的）代表預期輸出電流與實際輸出電流之差。然后COMP與電感電流相比較，以生成PWM信號，來控制輸出電壓，使之保持恒定。

在超級電容電壓達到目標電壓之前的充電階段，由Gm2的輸出來驅動COMP引腳，產生PWM輸出，以實現CI控制。當超級電容電壓達到目標值時，充電電流減小，引起IMON/DE引腳電壓降低和CI回路斷開（當IMON/DE《1.6V時），于是CV回路自然地接管對COMP的控制，從而保持輸出電壓恒定。

ISL78268降壓控制器既有峰值電流模式的PWM控制器（可靠的逐周期峰值電流調制器），也有非常適用于超級電容充電的外部恒定平均電流回路。

現在，我們可以重點介紹已實現的超級電容充電實現方案。圖5、6和7顯示了由ISL78268控制，來為超級電容組（12節50F/2.7V串聯電容）充電的同步降壓控制器的實驗波形。超級電容將通過主電源充電至25V。

圖5顯示超級電容充電有多個階段。開始時，在第1階段，Vo幾乎為0.ISL78268的IMON/DE引腳上的平均電流信號還未達到1.6V（期望充電電流的參考值），所以CI回路還未接通（engage）。在此階段，電感器的峰值電流被逐周期限制于固定的OC閾值。在VOUT處于低水平（FB《0.4V）的充電階段開始時，開關頻率最大值被限制在50kHz，以預防所提到的因為低VOUT時的峰值電流限制而引起的電感器失控問題。

圖6顯示了第1階段的波形的放大圖。第2階段從IMON/DE引腳電壓（黃色跡線）達到1.6V時開始。在此階段，CI回路接通并拉低COMP信號（青色跡線），從而開始穩定輸出電流并使IMON/DE引腳電壓保持恒定。IMON/DE引腳電壓代表所感測的平均輸出電流信號。IL波形（綠色跡線）顯示平均電流在第2階段被控制為恒定水平。輸出電壓波形（粉色跡線）顯示超級電容被恒定充電電流以線性方式充電。

第3階段從FB引腳檢測到0.4V電壓開始（圖7）。該觸發之后恒定電流穩定回路將完全接通，所以開關頻率可自動調節至預編程的300kHz.在更高的開關頻率下，電感電流紋波（綠色跡線）顯著減小。輸出電壓（粉色跡線）繼續呈線性增加，表示超級電容被線性充電。

回到圖5，第3階段一直到Vo達到25V的目標電壓時結束。此時，CV回路接通并穩定輸出電壓。平均電流回路斷開。圖5顯示輸出電壓（粉色跡線）趨平且電感電流降低。代表平均充電電流的IMON/DE引腳電流也下降，表示恒定電流穩定過程結束。

結束語

超級電容由于其固有物理特征對比傳統電池具有的優勢在汽車、工業和消費產品中被用作能量存儲解決方案。為使超級電容組的可存儲能量最大化，最佳方案常常是串聯多個超級電容單元來實現高電容組電壓。充電時，最好使用CICV方法來限制由于超級電容充電到恒定電壓期間的低ESR而產生的高電流。恒定電流還可以使充電損耗可控制，這可以減少所生成的熱量并延長超級電容的壽命。因此，讓充電電路容忍高電壓并提供CICV控制功能是有益的。