本文介紹了新款峰值電流型pWM控制芯片FAN6754A的工作特性和原理，分析了反激式開關電源的設計原理以及工作過程。針對次級電路結構，設計了一種新型反激式開關穩壓電源。著重介紹了反激式開關電源的變壓器設計過程，包括電感值的計算、磁芯的選擇、繞組匝數的確定以及氣隙等。利用三端穩壓器TL431配合FAN6754A實現了對電源電壓的控制和穩壓輸出，采用光耦器件實現了輸入/輸出的隔離和反饋。并在電源電路中加入了熱敏電阻以及過壓、過流保護等保護措施。實驗測試結果表明：所設計的電源效率接近89%、穩壓性能優良、紋波小、電壓調整率、負載調整率高等優點。

不論在成本還是在技術方面，反激式拓撲都已被證明是一種有效的解決方法，在筆記本電腦的AC-DC適配器和充電器中用pWM功率轉換來實現。這里本文設計了一種采用FAN6754A控制芯片應用于65W/19V筆記本電源適配器的新型反激式開關電源。

FAN6754A概述

FAN6754A是飛兆半導體(Fairchild)公司一款高度集成的用于通用開關電源和包括電源適配器在內的反激式綠色pWM控制器，可滿足目前嚴苛的國際節能規范要求，FAN6754A可供應高啟動電壓，將輕負載下的能效?提高25%.內置8ms軟啟動電路可大大減少MOSFET啟動時的電流尖峰和輸出電壓過沖現象。FAN6754A能降低EMI多達5-10dB的抖頻功能，此外，FAN6754A加入了數項設計功能，能夠降低總體功耗，例如專有綠色模式功能，供應關斷時間調制以持續減低輕負載條件下的開關頻率。

FAN6754A內置了多種穩健、精確的保護功能，以保護電源防止故障，完全無需增添外部組件或電路，如過低電壓保護、欠壓鎖定(UVLO)、過壓保護(OVp)、過載保護(OLp)和過溫保護(OTp)、過流保護(OCp)和過流限制(OCL)。VDD過壓保護(OVp)功能可防止反饋環路開環等異常狀況造成的損害。當VDD因異常狀況超過24V時，pWM輸出將會關斷。欠壓鎖定(UVLO)電路有兩個閾值，即導通和關斷閾值，分別內固定為17V和10V.這里的UVLO具有兩段式的關斷閾值，控制器的保護動作時，VDD電壓下降到UVLO的關斷閾值10V之下，pWM輸出將被停止。但VDD此時不會馬上重新上升，會繼續下降到完全關斷電壓點6.5V之后，VDD才會重新上升到啟動電壓點，pWM控制器便會重新輸出脈沖，這種機制使電源在輸出短路或開環等異常情況下，平均輸入功率可以被大大降低，不會發生電源過熱的現象。不同于以往的pWM控制器，FAN6754A的HV4引腳還能執行AC欠壓保護功能。采用一個快速二極管和啟動電阻來對AC線電壓進行采樣(每180μS一次采樣，脈寬20μS)，每一個采樣周期峰值都被更新并存儲在寄存器中，這個峰值可用于欠壓和電流級限制調節。當HV引腳上的電壓低于欠壓電壓時，pWM輸出關斷。此外，HV引腳能夠進行限流值調整，縮小整個AC電壓范圍上的過流保護容限。

反激式開關電源的設計

電源主電路采用單端反激式拓撲結構，開機后，220V市電經過EMI濾波器、整流橋BD和濾波電容后，轉化為約310V的直流電;220V市電的通過啟動電阻R7觸發芯片內部的恒流源對VDD電容充電，當VDD達到導通門檻電壓后，FAN6754A輸出脈沖，電源開始工作，此后芯片由輔助繞組供電，電壓維持在17V左右。主開關管開通后，次級Q3處于斷態，原邊N1繞組的電流線性上升，電感儲能新增;開關管關斷后，N1繞組的電流被切斷，變壓器中的磁場能量通過副邊繞組和Q3向輸出端釋放。FAN6754A8腳出現的pWM脈沖輸出，推動開關管的導通和截止，通過高頻變壓器將電壓輸出到次級繞組上，高頻方波脈沖電壓再經整流濾波變成直流電壓輸出。反饋繞組取得的輸出電壓經過分壓、采樣后輸入誤差放大器，與基準電壓比較出現控制電壓，即輸出脈寬，實現了穩壓用途.本文設計要求：輸入交流90V~264V,一路為電源輸出19V/3.42A,一路給pWM控制器供電17V/1.5mA;輸出均無后級線性調整器，頻率65kHz，隨著輸入電壓的變化能自動調節pWM輸出來保證輸出電壓的穩定，總輸出功率65W，效率為80%。設計如下圖所示。

根據設計要求當HV啟動時輸入直流電壓典型值104V(相當于交流80.6V)時電源起動，驅動HV電流為最小2.0mA,典型電流為3.5mA,根據輸入電壓范圍及HV內阻為1.62K,考慮取裕量選定一個1N4007和200K高壓電阻。另外，為兼顧開機啟動時間和VDD供電能力，采用了兩個電解電容，中間用二極管隔開的供電線路，開機時，市電通過HV腳只對靠近IC的第一個電容充電，IC快速啟動后，二級管導通，兩個電容一起給IC供電。電源正常模式開關頻率為65KHz，在具體設計中選定Rt=5.6K，Ct=1nF。

反激變換器要求輸入交流電壓為90V~264V能夠正常使用，最大輸入電壓時加在變換器上的整流直流電壓為：

此處MOSFET管承受的漏源間最大電壓，Vds_max=Uinmax+nVo.假設n是4.5,Vo是19V,則Vds_max=373+4.5*19=458.5(V)，因為還有漏感出現的尖峰電壓存在，應留有一定裕量，取650V耐壓的MOSFET.MOSFET管選用標準為：在滿足器件開關應力的前提下，驅動電路使輸出的驅動波形具有陡峭的上升沿和下降沿，設計中選定MOSFET型號為：SpA07N65C3(漏源級電壓650V，漏極電流7A，導通電阻0.6Ω)。

由于變壓器的繞制工藝引起的漏感以及負載的電感性引起的開關電壓應力過大可能導致開關管的損壞，此處采用的是有瞬態電壓抑制器與二極管串聯構成的尖峰電壓吸收網絡，可有效防止功率MOSFET管關斷過程中承受的反壓。D8是型號p6KE150A的TVS(TransientVoltageSuppresser)，鉗位電壓150V/耗散功率600W,D9是BYV95C(1A/1KV)具有軟恢復特性的二級管。開關管Vds的最大鉗位電壓：Vds(clamp)=Vds_max+VD5=458.5+150=608.5(V)，小于MOSFET額定值650V.在此吸收網絡與傳統的RCD吸收網絡不同的是，在低壓輸入或輕載的情況下，開關管的Vds電壓不足以使其動作，這樣減少了功率的損耗，提升了整機低壓輸入和輕載時的效率。

FAN6754A具有開環保護(OLp)功能，在出現開環或輸出短路故障時可確保系統的安全性。輸入到SENSE6腳的外部電阻值可轉為電壓值，與芯片內部構成電流內環控制。以電壓反饋環路的反饋電壓VFB為參考值，一旦VFB低于閾值電壓，開關頻率便會持續降低。目前大多數開關電源都采用離線式結構，一般從次級繞組回路中通過電阻分壓取樣，但由于反饋不能直接從輸出電壓取樣，沒有隔離故抗干擾能力差，不適合精度要求較高或負載變化范圍較寬的場合，這里采用可調式精密并聯穩壓器TL431配合光耦構成反饋回路。并聯穩壓器TL431CLp輸出電壓大約為2.5V，IF50mA，CTR>50%.TL431CLp與光耦FOD817A構成精密反饋回路，對Vo19V做精細調整，組成精密開關電源，使電壓調整率和負調整率達到0.2%以下。pWM占空比由FB電壓和電流取樣來決定。取R21=0.15Ω，當電流流過MOSFET短路地時，FAN6754A內部電流放大器使導通寬度變窄，輸出電壓下降，直至使FAN6754A停止工作，沒有觸發脈沖輸出，使MOS管截止，達到保護功率管的目的。當Vsense小于大約0.46V時，進入SENSE6腳短路保護。假如反饋電壓(FB)有一按時間大于4.6V，pWM脈沖即被禁用。

通過采用一個外部負溫度系數(NTC)熱敏電阻來感測外部系統的溫度，可實現過熱保護(OTp)功能。NTC熱敏電阻TR1的阻抗隨溫度新增而下降，RT5引腳上的電壓VRT相應降低。假如VRT小于1.035V,pWM在12mS后關斷。假如VRT小于0.7V,pWM在100uS后關斷。

輸出二極管RC吸收網絡的設計可以遵循下面步驟：(1)測試不加RC網絡時的二極管反向電壓諧振周期Tr;(2)選取一個陶瓷電容Cdsn與二極管并聯，使其反壓的諧振周期為2*Tr;(3)根據下式計算吸收電阻Rdsn:Rdsn=3*Tr/(2π*Cdsn)。根據以上實際得到的R19;C21數值分別為：47Ω和1nF。

高頻變壓器承擔著儲能、變壓、傳遞能量等工作，其設計如下。

(1)功率選擇。

二次繞組為FAN6754A的W2工作供電和W3輸出。W2工作電壓為19V和峰值電流約3.42A,可得估算輸出功率約為65W。

(2)磁芯的選用。

本設計選用的開關頻率為65kHz，由功率-磁芯尺寸圖查得選用RM10鐵氧體磁芯，其有效面積Ae為98mm2，飽和磁通密度在100℃為390mT。

(3)繞組匝數的確定。

原邊繞組開關管的最大開通時間對應在最低輸入電壓和最大負載時發生。在本設計中，最大占空比為：D=Ton/T=0.5，對應周期時長為：T=l/f=15us，則Ton=7.5us.

由此可得，變壓器原邊匝數為：

△B取0.2Tesla，取Np=50匝。根據反激式電路原邊與副邊電壓的關系：Vo=[(Ns/Np)*D/(1-D)]*Vp,計算W2繞組(+19V)的匝數。設整流二極管壓降0.7V，繞組壓降0.6V，則繞組輸出電壓值為：

同理，供電給FAN6754AVDD17V/1.5mA也可獲得。

(4)變壓器原邊電感的計算校核

在開關管開通時，原邊的平均輸入電流為：I1=po/ηVs，式中變壓器的效率取η=85%，則有：

I1=65/(0.85*90√2)=0.60A

峰值電流是Ipeak=2*I1/Dmax=2*0.60/0.50=2.4A.

設計變壓器原邊電流的變化量：△I=(2/3)*Ipeak=2.40*2/3=1.6A.

由電壓與電流變化量關系V=L(△I/△T)，可得：

符合此處的工作要求。

在最低壓輸入和最大峰值電流是變壓器工作的最差情況，據此條件驗證變壓器是否飽和，由公式：Bmax=L*Ipeak/(Ae*Np)，代入相關參數得Bmax=0.3T，小于0.39T的飽和磁通密度，設計通過。

根據計算的電感量，加入適量的氣隙0.36mm，保證變壓器原邊在開通時能儲存一定能量，并在關斷期間將這些能量傳遞到副邊，使變壓器可靠工作。

實驗結果及分析

依據上述分析，研制了一臺反激式開關電源，并對系統的性能進行了測試。下表是在20AWG輸出線端測得的效率數據：

表1電源性能測試結果

從表1可看出，在115Vac/50Hz輸入條件下，測得的FAN6754A變換器的平均效率為88.66%,在230Vac/50Hz輸入條件下為88.88%.這重要得益于FAN6754A的工作頻率可以隨負載變化的特性。在輸出空載時，樣機工作于間歇工作模式，測試264Vac輸入時，輸入功率為88mW.同時樣機電壓調整率、負載調整率均達到±2%內，輸出紋波不大于25mV。

圖290V時輸出

圖3264V時輸出

圖2、3分別為90V和264V交流輸入時開關電源的輸出波形。CH1:Vds、CH2:Vgs、CH3:Ids。圖2是MOSFET滿載工作波形，顯示低壓90Vac時電源工作于電流持續模式，高壓264Vac時電源工作于電流不持續模式，同時各自的電壓和電流符合預期的設計。這里設計的開關電源次級共有2路輸出，分別為1路+19V、1路+17V，此處展示整個開關電源系統在經過最初設計以及不斷調試之后，得到了寬電壓輸入范圍內穩定平滑的直流電輸出。實驗結果完全滿足設計要求，穩壓性能優良，紋波小，負載調整率、電壓調整率以及輸出電壓準確度都較好，電源驅動能力滿足需求。

結論

本文以FAN6754A為核心開發了性能穩定的單端反激式開關電源，介紹了外圍電路、緩沖電路和變壓器等的設計，實現了對輸出電壓的反饋調節及各種保護。實驗結果表明設計的采用FAN6754A的反激式開關電源能夠很好地滿足系統的要求，外圍元器件少，達到了預期要求，可應用工作在輸入電壓范圍較寬、負載變動較大下的場合。