0引言

高邊功率開(kāi)關(guān)是功率集成電路的典型電路之一。它是將驅(qū)動(dòng)電路、控制電路與保護(hù)電路能夠集成于一個(gè)芯片中，在一定程度上實(shí)現(xiàn)智能化的控制功能，將會(huì)大大降低芯片的設(shè)計(jì)難度并且提高其性能。而電荷泵電路則是其中必不可少的重要驅(qū)動(dòng)電路。隨著人們對(duì)便攜式電子設(shè)備的消費(fèi)需求越來(lái)越高，電子產(chǎn)品的高性能、低功耗、輕型化等要使得電源開(kāi)關(guān)相關(guān)的芯片性能要求愈加提升，而對(duì)電荷泵電路的性能要求也隨之越來(lái)越高。

智能功率開(kāi)關(guān)將控制電路，保護(hù)電路，驅(qū)動(dòng)電路以及一些外圍接口與功率開(kāi)關(guān)做成一體化的集成芯片。其中驅(qū)動(dòng)電路就是本文所提及的電荷泵電路。智能功率開(kāi)關(guān)分為高邊功率開(kāi)關(guān)和低邊功率開(kāi)關(guān)，高邊與低邊的差別在用作開(kāi)關(guān)作用的MOS管接在電源端還是地端。根據(jù)不同的應(yīng)用環(huán)境會(huì)選擇不同的功率開(kāi)關(guān)。

高邊功率開(kāi)關(guān)如圖1所示，高壓功率管NMOS起重要的開(kāi)關(guān)作用，通過(guò)電荷泵驅(qū)動(dòng)電路對(duì)功率MOS管的柵極進(jìn)行充放電來(lái)控制其開(kāi)啟與關(guān)斷。

電荷泵是一種電荷轉(zhuǎn)移的方式進(jìn)行工作的電路，在本文所研究的這款芯片中，電荷通過(guò)對(duì)功率管的柵電容進(jìn)行周期性的充電，將柵電壓逐漸提高到功率管的開(kāi)啟電壓以上，從而保證芯片能夠開(kāi)啟。由于電荷泵會(huì)對(duì)柵極進(jìn)行持續(xù)的充電，因此柵極電壓會(huì)充到電源電壓以上，要一個(gè)鉗位電路來(lái)限制柵極的最高電壓，即電荷泵電路的輸出電壓。

1.1電荷泵電路的設(shè)計(jì)背景

本文設(shè)計(jì)的電荷泵電路是應(yīng)用于一款電源電壓工作范圍為4.7~52V的高邊功率開(kāi)關(guān)電源芯片。本文中取40V為例進(jìn)行設(shè)計(jì)，為了使得功率開(kāi)關(guān)管在供電電源為40V時(shí)依舊可以正常工作，則電荷泵電路要將驅(qū)動(dòng)電壓抬升至40V以上。

1.2電荷泵電路基本原理

電荷泵是一種DC/DC的電壓轉(zhuǎn)換電路，在實(shí)際應(yīng)用中電荷泵可以將輸入電壓的相位反轉(zhuǎn)即正電壓輸出為負(fù)電壓，或者將輸入電壓的大小增大甚至翻倍。電荷泵的原理是通過(guò)對(duì)內(nèi)部電容的周期性的充放電，利用電容電壓不能突變的原理實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電壓大小和相位的控制，因此將這種電路稱(chēng)為電荷泵變換器。

電荷泵的基本原理電路如圖2所示，該電路的核心是兩個(gè)電容、一個(gè)反相器和四個(gè)開(kāi)關(guān)組成。開(kāi)關(guān)的關(guān)斷與開(kāi)啟由電荷泵前級(jí)電路輸入的周期變化的方波信號(hào)與反相器控制，且開(kāi)關(guān)狀態(tài)總是成對(duì)出現(xiàn)。控制信號(hào)在第一個(gè)高電平時(shí)，S1開(kāi)關(guān)和S2開(kāi)關(guān)閉合、S3開(kāi)關(guān)和S4開(kāi)關(guān)則會(huì)因?yàn)榉聪嗥鞫鴶嚅_(kāi)，此時(shí)，圖2中左邊的回路就會(huì)導(dǎo)通，輸入電壓U1開(kāi)始對(duì)電容C1進(jìn)行充電，靠近S1端為正電壓；在控制信號(hào)為低電平時(shí)，開(kāi)關(guān)狀態(tài)相反，即S1開(kāi)關(guān)和S2開(kāi)關(guān)斷開(kāi)、S3開(kāi)關(guān)和S4開(kāi)關(guān)閉合，此時(shí)圖2中的左側(cè)回路關(guān)閉而右側(cè)回路開(kāi)啟，電容C1向C2放電，電荷就會(huì)存儲(chǔ)在電容C2的內(nèi)部，其兩端的電壓差值將會(huì)達(dá)到U1，且靠近開(kāi)關(guān)S3端是正電位，而由于電容C2上極板接地，則輸出電壓U0的電壓為-U1。由此可以得到與輸入電壓極性相反的輸出電壓。之后下一個(gè)周期的方波信號(hào)來(lái)臨，高電平時(shí)，S1開(kāi)關(guān)和S2開(kāi)關(guān)再次閉合、S3開(kāi)關(guān)和S4開(kāi)關(guān)再次斷開(kāi)，輸入電壓U1又一次向電容C1進(jìn)行充電，之后方波低電平，和之前相同，S1開(kāi)關(guān)和S2開(kāi)關(guān)斷開(kāi)、S3開(kāi)關(guān)和S4開(kāi)關(guān)閉合，在原本C2中就存儲(chǔ)電荷的情況下，C1繼續(xù)向C2放電，C2極板的電壓就會(huì)升高。以此類(lèi)推，假如控制信號(hào)以高頻率方波輸入，則通過(guò)C1和C2的電壓轉(zhuǎn)換可以在輸出端得到持續(xù)輸出的負(fù)電壓。

雖然電荷泵能夠?qū)崿F(xiàn)電壓變換，但從原理上可以理解其輸出電壓始終處于動(dòng)態(tài)的變化之中，且電容的充放電過(guò)程中會(huì)有輸出電流，電壓轉(zhuǎn)換過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)能量損耗。因此設(shè)計(jì)一個(gè)所需的電荷泵電路的終點(diǎn)就在于克服這些因素。

經(jīng)過(guò)對(duì)原理的分析以及相關(guān)知識(shí)的理解，經(jīng)過(guò)多次嘗試后，最終得到的圖3即為所設(shè)計(jì)的電荷泵實(shí)際電路圖。

在圖3所示的電路中，VDD為輸入電源電壓，Vn和Vp是由電荷泵前級(jí)振蕩器電路產(chǎn)生的固定頻率方波電壓，二者頻率相同但相位相差180°，Vlogic為控制電壓，該電壓為高時(shí)電荷泵工作，為低時(shí)電荷泵關(guān)斷，GND為地電位；圖中右側(cè)輸出一側(cè)中，Q9即為電荷泵電路驅(qū)動(dòng)的功率MOS開(kāi)關(guān)管，Vgate為電荷泵輸出電壓，負(fù)責(zé)連接被驅(qū)動(dòng)功率管的柵極，OUT端為功率管的源極輸出電位。

圖3中，Q1、Q2、Q3組成電流鏡電路，當(dāng)Vlogic為高電平時(shí)，Q1所在的支路導(dǎo)通，為Q2、Q3供應(yīng)合理的柵極電壓，當(dāng)Vp為高電平時(shí)，Vn為低電平，則NMOS管Q5導(dǎo)通、Q6關(guān)斷，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5組成的充電回路導(dǎo)通，對(duì)C1和C2電容進(jìn)行充電，若忽略Q3、D1、Q5上的壓降，則VDD和GND之間分擔(dān)電壓的只有C1和C2兩個(gè)電容，若二者容值相等，則C1右極板處的電壓在充電后會(huì)被抬升至0.5VDD；接下來(lái)Vp變?yōu)榈碗娖綍r(shí)，Vn變?yōu)楦唠娖剑瑒tNMOS管Q6導(dǎo)通、Q5關(guān)斷，充電回路關(guān)斷，同時(shí)忽略Q2電壓，則C1左極板電壓被瞬間抬升至VDD，因?yàn)殡娙蓦妷翰荒芡蛔儯瑒tC1右極板處的電壓也會(huì)被抬升至1.5倍的VDD，實(shí)現(xiàn)了電壓抬升的效果。之后Vn、Vp反復(fù)導(dǎo)通、關(guān)斷，逐級(jí)抬升C1右極板處電壓。但是因?yàn)檩敵龅腣gate端支路上接著由二極管D3~D8和二極管連接的NMOS管Q8組成的反偏二極管鏈，使得輸出處的Vgate電壓最高只能比VDD高出固定數(shù)值的電壓，進(jìn)一步抬升時(shí)這些反偏二極管就會(huì)導(dǎo)通，使得Vgate處電壓不會(huì)過(guò)高，以確保主功率管的柵極不會(huì)被過(guò)高的電壓擊穿，同時(shí)使得主功率管在正常工作時(shí)處于線性區(qū)。因?yàn)榇嬖谶@樣的一個(gè)保護(hù)電路，在逐級(jí)抬升至比VDD高出一定數(shù)值的電壓后，Vgate會(huì)穩(wěn)定在一個(gè)電壓值對(duì)功率MOS管Q9進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，關(guān)于本文以40V為例的情況，所涉及的電壓值約為42.5V。當(dāng)該電荷泵電路應(yīng)用于不同的電路情況時(shí)，所需的最終輸出的穩(wěn)定電壓值也不盡相同，而這個(gè)最終穩(wěn)定的輸出電壓和電源電壓之間的差值，可以通過(guò)調(diào)整二極管鏈中每個(gè)管子的參數(shù)或管子的數(shù)量而得到。

當(dāng)Vlogic電壓為低時(shí)，則Q1所在支路關(guān)斷，同時(shí)經(jīng)過(guò)反相器后連接到NMOS管Q7柵極的電壓為高，使得其導(dǎo)通，將Vgate處電壓迅速拉低。

此電荷泵電路被應(yīng)用于一款電源電壓工作范圍為4.7~52V的高邊功率開(kāi)關(guān)電源芯片，基于0.35μm的BCD工藝。本文以40V電源電壓，前級(jí)輸入的方波頻率0.5MHz為例，經(jīng)過(guò)Hspice軟件進(jìn)行仿真，得到的仿真結(jié)果如圖4所示。

通過(guò)圖4的整體仿真波形可以看出，當(dāng)電荷泵的開(kāi)啟電壓Vlogic為高，電路開(kāi)始工作后，輸出電壓Vgate迅速抬升，在48μs的時(shí)候?qū)㈦妷禾粮哂陔娫措妷?0V的42.56V，并且之后基本穩(wěn)定在這個(gè)數(shù)值不會(huì)更高，而當(dāng)開(kāi)啟電壓Vlogic關(guān)斷時(shí)，輸出電壓迅速拉低，整個(gè)電路進(jìn)入關(guān)斷狀態(tài)，直到Vlogic重新拉高，才開(kāi)始再一次工作。

以上是3ms的整體仿真波型，而圖5則是60μs內(nèi)的仿真波形，經(jīng)過(guò)放大可以看出電荷泵輸出電壓的逐級(jí)抬升過(guò)程。

可以看出，當(dāng)輸入的開(kāi)啟電壓Vlogic高于開(kāi)啟閾值后，電荷泵電路開(kāi)始工作，根據(jù)之前的原理圖可以看出，隨著兩個(gè)相位相反的方波逐漸輸入，電容不斷地充放電，電路輸出端Vgate開(kāi)始一次次階梯狀升壓，在M0點(diǎn)，即31.08μs后輸出端的電壓Vgate達(dá)到電源電壓40V，之后繼續(xù)抬升，最終從啟動(dòng)經(jīng)過(guò)了48.20μs之后，輸出電壓達(dá)到了42.69V并趨于穩(wěn)定，之后略有抬升但幅度很小，最終穩(wěn)定的電壓為42.78V且不會(huì)過(guò)高，這是由于二極管D3~D8和二極管連接的NMOS管Q8組成的反偏二極管鏈起到了過(guò)壓保護(hù)的功能。根據(jù)以上仿真波形可以看出，從啟動(dòng)到電壓基本穩(wěn)定共需48~50μs。

同時(shí)在調(diào)試仿真的過(guò)程中觀察到，電荷泵抬升所要的時(shí)間和輸入方波的頻率具有一定相關(guān)性，經(jīng)過(guò)多次仿真測(cè)試，在電路其他參數(shù)保持不變的情況下，得到前級(jí)輸入的方波頻率和輸出電壓抬升時(shí)間之間的關(guān)系如表1所示。可以根據(jù)實(shí)際工藝水平、工作環(huán)境等需求，計(jì)算出前級(jí)震蕩器所能輸出的最終頻率，根據(jù)此表可以得出對(duì)應(yīng)的輸出電壓抬升時(shí)間。

本文討論了電荷泵技術(shù)的原理，并根據(jù)該原理設(shè)計(jì)出了一種能夠快速抬升輸出電壓至電源電壓以上一定值的電荷泵電路結(jié)構(gòu)。該電路可以很好得工作于一款基于0.35μm、BCD工藝的電源電壓工作范圍為4.7V~52V的高邊功率開(kāi)關(guān)電源芯片。本文設(shè)計(jì)完成后，經(jīng)過(guò)Hspice軟件進(jìn)行了相關(guān)仿真，印證了該電路設(shè)計(jì)的正確性。同時(shí)由于工藝溫度等條件的不同，實(shí)際輸入方波能達(dá)到的穩(wěn)定頻率并不一定，因此本文還總結(jié)了不同輸入方波頻率與輸出電壓抬升時(shí)間之間的關(guān)系。該電路同樣可以適用于其他功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)電路。

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