同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源，隨著各類(lèi)應(yīng)用要求的不斷提高，行業(yè)越來(lái)越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設(shè)計(jì)方案。比如應(yīng)用于無(wú)線局域網(wǎng)的負(fù)載點(diǎn)（poL）電源，輸入電壓越來(lái)越寬，工作頻率、功率密度也越來(lái)越高，隨著技術(shù)的發(fā)展，甚至可將整個(gè)電源系統(tǒng)集成在單個(gè)封裝中。同步降壓穩(wěn)壓器其電路結(jié)構(gòu)本身非常簡(jiǎn)單，但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計(jì)，還是有著不少的技術(shù)挑戰(zhàn)，必須對(duì)穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入、透徹的了解，同時(shí)還需完成大量的計(jì)算工作。本文將介紹快速設(shè)計(jì)出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術(shù)，以及安森美半導(dǎo)體的powerSupplyWebDesigner在線設(shè)計(jì)工具，幇助工程師解決所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)。

動(dòng)態(tài)性能的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)一個(gè)可靠的同步降壓穩(wěn)壓器，首先必須滿(mǎn)足其動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)如負(fù)載響應(yīng)能力。而輸出電感、電容的選擇會(huì)直接影響到穩(wěn)壓器的動(dòng)態(tài)性能，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設(shè)計(jì)通常是從選擇輸出電感和電容開(kāi)始。

1、選擇電感

從電路設(shè)計(jì)的角度，為實(shí)現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)，必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會(huì)增加電感電流紋波，導(dǎo)致電感中有效電流值增加而使得導(dǎo)通損耗增大，同時(shí)所導(dǎo)致的峰值電流的增加，也會(huì)大大增加控制管的開(kāi)關(guān)損耗。

使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波，所導(dǎo)致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗，但電感太大不僅會(huì)導(dǎo)致相對(duì)較大的直流阻抗，產(chǎn)生較高的電感損耗，還會(huì)降低穩(wěn)壓器的負(fù)載響應(yīng)能力，從而降低穩(wěn)壓器的動(dòng)態(tài)性能。

為選擇適當(dāng)?shù)碾姼校ǔ？杉俣娏骷y波ILO為電感平均電流的30%，然后根據(jù)下面的公式直接計(jì)算出合適的電感值。

2、選擇電容

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個(gè)因素：一是穩(wěn)態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當(dāng)負(fù)載從滿(mǎn)載到空載突變時(shí)所允許的最大輸出過(guò)沖電壓。

但輸出電容也不是越大越好，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯(lián)電阻會(huì)影響到穩(wěn)壓器的輸出電路的性能以及當(dāng)負(fù)載突變時(shí)穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)能力。

通常，輸出電容應(yīng)首選：一，有較小等效串聯(lián)電阻（ESR）的電容，以便降低交流損耗和輸出紋波；二，有較小等效串聯(lián)電感（ESL）的電容，以便在負(fù)載突變時(shí)抑制輸出偏差。

能效設(shè)計(jì)

作為控制管和同步整流開(kāi)關(guān)，功率MOSFET廣泛用于降壓穩(wěn)壓器中。它們消耗大部分的損耗功率，通常決定了穩(wěn)壓器的整體能效。

1、選擇最佳的MOSFET

針對(duì)不同的設(shè)計(jì)要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的工程師會(huì)根據(jù)額定電流的大小來(lái)選擇MOSFET，希望以此來(lái)控制產(chǎn)品成本；為最大限度地降低導(dǎo)通損耗，有的工程師則會(huì)選擇具有最低RDS（ON）的MOSFET；還有的根據(jù)質(zhì)量因數(shù)（FOM）=RDS（ON）xQg（TOT）來(lái)進(jìn)行選擇，希望能平衡導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗這些依賴(lài)于參數(shù)的選擇方法其實(shí)都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒(méi)有考慮具體的開(kāi)關(guān)損耗；而最低RDS（ON）法，成本可能會(huì)佷高，且MOSFET寄生電容可能導(dǎo)致更低的能效；FOM法則不能預(yù)測(cè)能效或成本。

因此，無(wú)論是為了降低成本，提高能效，還是為了設(shè)計(jì)更緊湊的產(chǎn)品，必須完整計(jì)算出電路損耗及工作溫度，才能確保設(shè)計(jì)出的產(chǎn)品能工作在可靠的工作溫度范圍，達(dá)到最佳的能效。

2、計(jì)算MOSFET的損耗

在計(jì)算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩(wěn)壓器中的工作機(jī)制。圖1所示為簡(jiǎn)化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管，Q2為同步管。

圖1：簡(jiǎn)化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖

同步降壓穩(wěn)壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開(kāi)關(guān)順序是A-B-C-B-A，如圖2所示。

圖2：同步降壓穩(wěn)壓器的開(kāi)關(guān)順序

狀態(tài)A：控制管導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過(guò)控制管、電感傳送到輸出端。

狀態(tài)B：控制管和同步管同時(shí)關(guān)斷，電感儲(chǔ)能通過(guò)同步管的寄生二極管放電，傳送到輸出端。

狀態(tài)C：同步管導(dǎo)通，電感儲(chǔ)能通過(guò)同步管放電，傳送到輸出端。

MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導(dǎo)通損耗（pCOND）、控制管的開(kāi)關(guān)損耗pSW、同步管的開(kāi)關(guān)損耗、控制管和同步管的柵極驅(qū)動(dòng)損耗pRgate。在140kHz頻率下導(dǎo)通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著頻率升高，總功耗中逐漸以開(kāi)關(guān)損耗（pSW）為主。

1）.控制管Q1的損耗計(jì)算

Q1工作在硬開(kāi)關(guān)條件下，在小占空比或高頻（>MHz）時(shí)以開(kāi)關(guān)損耗為主，開(kāi)關(guān)性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導(dǎo)致反向恢復(fù)損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導(dǎo)通，造成Q1、Q2直通現(xiàn)象，導(dǎo)致額外的損耗。另外，值得注意的是，由Q2體二極管導(dǎo)致的反向恢復(fù)損耗、Q2輸出電容導(dǎo)致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上［Ref.1，2］。因此，在計(jì)算Q1的開(kāi)關(guān)損耗和溫度時(shí)必須綜合考慮到Q2的影響。另外，Q1的導(dǎo)通阻抗隨結(jié)溫上升而上升。結(jié)溫越高，導(dǎo)通阻抗越高，導(dǎo)通損耗就越高，使得結(jié)溫進(jìn)一步上升。因此，對(duì)Q1的導(dǎo)通損耗必須循環(huán)反復(fù)計(jì)算，直到管子的溫度計(jì)算結(jié)果穩(wěn)定下來(lái)。

對(duì)于高頻應(yīng)用（>MHz），控制管Q1的選用應(yīng)針對(duì)降低開(kāi)關(guān)損耗進(jìn)行優(yōu)化。Q1損耗的計(jì)算公式如下：

Q1的導(dǎo)通損耗pCOND隨輸入電壓（VIN）增加而降低，開(kāi)關(guān)損耗pSW隨VIN增加而增加，柵極驅(qū)動(dòng)損耗pRgate與VIN無(wú)關(guān)。當(dāng)VIN為最大或最小時(shí)，Q1的總損耗最大。

2）.同步管Q2的損耗計(jì)算

Q2工作在零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）條件下，當(dāng)Fsw<1.5MHz時(shí)通常以導(dǎo)通損耗為主。在選擇Q2時(shí)，建議選用：

具有低FOM（低Rds_onxQgs）的MOSFET，以降低Q2的總損耗

低Qgd/Qgs比率（<1）以防止快速dv/dt引起Q1、Q2的直通現(xiàn)象

對(duì)于高頻應(yīng)用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢復(fù)損耗以及二極管導(dǎo)通損耗

Q2的損耗計(jì)算公式如下：

Q2的導(dǎo)通損耗pCOND隨VIN升高而增加，開(kāi)關(guān)損耗pSW只是隨著VIN升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導(dǎo)通損耗pDcond和柵極驅(qū)動(dòng)損耗pRgate都與VIN無(wú)關(guān)。因此，當(dāng)VIN為最大時(shí)，Q2損耗最大。

綜上所述，當(dāng)VIN為最大或最小時(shí)，Q1+Q2總的損耗最大。進(jìn)行計(jì)算時(shí)，必須同時(shí)考慮Q1和Q2的相互影響。

設(shè)計(jì)示例

以下通過(guò)一個(gè)設(shè)計(jì)示例，演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的優(yōu)化選擇。如果要設(shè)計(jì)一個(gè)輸出為5V、10A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓VIN=8---16V，工作頻率FSW=350kHz。考慮到20%的安全裕量及開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30V以上、額定電流IDCONT額定值10.3A的MOSFET。然后，根據(jù)具體的應(yīng)用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡(jiǎn)化演示，我們選擇采用5x6mmpQFN（power56）封裝的器件。綜合以上選擇條件，安森美半導(dǎo)體的產(chǎn)品陣容中有超過(guò)150個(gè)器件供選擇，我們需再進(jìn)一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡(jiǎn)化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個(gè)器件。

對(duì)于Q2，VIN=VINMAX時(shí)損耗最大。圖3所示的12個(gè)器件中，F(xiàn)DMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2寄生參數(shù)會(huì)影響Q1的開(kāi)關(guān)損耗，最小Q2損耗通常并不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來(lái)找到最佳的Q2以實(shí)現(xiàn)最高能效。

對(duì)于Q1，VIN=VINMAX或VINMIN時(shí)損耗最大。圖4所示的12個(gè)器件中，F(xiàn)DMS8027S和FDMS8023S分別在VIN=VINMAX和VINMIN時(shí)有最低的最大損耗的Q1。

為優(yōu)化轉(zhuǎn)換器能效，首先根據(jù)VIN選擇損耗最小的Q1，然后選擇產(chǎn)生損耗最小的Q2。本例中，無(wú)論VIN最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS（但并不總是如此，特別是具有寬VIN范圍或高FSW時(shí)）。

由于當(dāng)VIN=VINMAX或VINMIN，Q1+Q2總的損耗最大，我們需對(duì)總的損耗進(jìn)行對(duì)比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖6所示，選用FDMS8027S為Q1，F(xiàn)DMS7658AS為Q2時(shí)，Q1+Q2的最大損耗最低。

快速設(shè)計(jì)高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的工具：powerSupplyWebDesigner

上述設(shè)計(jì)示例表明，在設(shè)計(jì)同步降壓穩(wěn)壓器時(shí)，為選擇最佳的Q1和Q2需進(jìn)行大量繁瑣復(fù)雜的計(jì)算。為幫助工程師快速完成高效可靠的設(shè)計(jì)，安森美半導(dǎo)體提供了強(qiáng)大的在線設(shè)計(jì)平臺(tái)powerSupplyWebDesigner，加速FET優(yōu)化。

通過(guò)powerSupplyWebDesigner里的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具powerTrainLoss，工程師可輕松對(duì)比合格MOSFET器件的數(shù)據(jù)及性能，自動(dòng)排除超過(guò)TJ限制的器件，選擇設(shè)計(jì)裕量和工作溫度范圍，選擇單個(gè)或雙重封裝的MOSFET，根據(jù)額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻，立即計(jì)算出不同的Q1+Q2組合的損耗，。在完成選定Q1和Q2后，工程師可獲得輸入電壓笵圍和負(fù)載笵圍內(nèi)功率回路的各類(lèi)損耗和能效曲線，并根據(jù)各類(lèi)曲線和功率回路能效匯總表針對(duì)不同的設(shè)計(jì)進(jìn)行完整的分析、比較（圖8］。最后，powerSupplyWebDesigner可提供pNG格式的電路原理圖、Excel格式的器件清單、完整的pDF設(shè)計(jì)報(bào)告，工程師可在線保存，便于以后參考或修改。