電路功能與優(yōu)勢

圖1所示的完全隔離電路可監(jiān)控?48V獨立通道的電流，精度優(yōu)于1%。負載電流流經位于電路外部的分流電阻。分流電阻值應適當選擇，使得在最大負載電流時分流電壓約為50mV。

AD7171的測量結果以數字碼形式通過一個簡單的2線SpI兼容型隔離串行接口提供。隔離由四通道隔離器ADuM5402提供。除了隔離輸出數據以外，數字隔離器ADuM5402還為電路提供隔離+3.3V電源。

這一器件組合實現了一款精確的高壓負供電軌電流檢測解決方案，具有器件數量少、低成本、低功耗的特點。測量精度主要取決于電阻容差和帶隙基準電壓源的精度，典型值優(yōu)于1%。圖1.用于負高壓軌的低端電流監(jiān)控器（未顯示去耦和所有連接）

電路描述

該電路針對最大負載電流IMAX下50mV的滿量程分流電壓而設計。因此，分流電阻值為RSHUNT=(50mV)/(IMAX)。

運算放大器級的“地”連接到共模源電壓(?48V)。運算放大器級的電壓由“懸空”的5.6V齊納二極管提供，該二極管偏置到約2mA的電流，這樣便無需獨立電源。在無修改的情況下，該電路的源電壓范圍為?60V至?10V。

U1A將分流電壓放大49.7倍，其中G=1+R3/R2。零漂移放大器ADA4051-2的失調電壓很低（最大值15μV），對測量的誤差貢獻不大。50mV的滿量程分流電壓從U1A產生2.485V的滿量程輸出電壓（參考共模源電壓）。

U1B的反饋環(huán)路中有一個具有大VDS擊穿電壓(70V)的N溝道MOSFET晶體管，它將U1A的輸出電壓施加于電阻R5兩端，所產生的電流流經R6和R7。來自U1A的2.485V滿量程電壓產生0.498mA的滿量程電流，它在電阻R7兩端產生2.485V的滿量程電壓。R7兩端的電壓施加于ADC的AIN?。當MOSFET短路時，電阻R6和肖特基二極管D2為AD7171提供輸入保護。

注意，ADR381、AD7171和懸空齊納二極管的電源電壓由四通道隔離器ADuM5402的隔離電源輸出(+3.3VISO)提供。

AD7171的基準電壓由精密帶隙基準電壓源ADR381提供。ADR381的初始精度為±0.24%，典型溫度系數為5ppm/°C。

雖然AD7171VDD和REFIN(+)都可以采用3.3V隔離電源，但使用獨立的基準電壓源可提供更高的精度。隔離電壓下限為3V，因此必須使用2.5V基準電壓，以便提供充足的裕量。

AD7171ADC的輸入電壓在ADC的輸出端轉換為偏移二進制碼。ADuM5402為DOUT數據輸出、SCLK輸入和pDRST輸入提供隔離。

經過隔離電路之后，代碼在pC中利用SDp硬件板和LabVIEW軟件進行處理。

圖2中的曲線圖顯示，受測試的電路在整個輸入電壓范圍（0mV至50mV）實現了0.3%的誤差。另外還比較了LabVIEW記錄的ADC輸出代碼與基于理想系統而計算的理想代碼。圖2.輸出和誤差與分流電壓的關系圖

為了計算這個理想代碼，必須就系統性能做出幾項假設。首先，運算放大器級必須準確地將輸入信號放大49.7倍。根據電阻容差(1%)不同，最差情況下此值的變化幅度為2%。其次，假設吸電流電阻(R5)與ADC輸入電阻(R7)完全相同。本電路中，這些電阻的容差為1%。由于它們具有相同值，因此匹配精度可能優(yōu)于1%。也可以使用容差更低的電阻，這將提高電路的精度和成本。

pCB上還安裝了其它幾項元件，它們對于電路的功能或性能并不重要，但為了確保用戶和硬件的安全必須使用。例如，如果Q1擊穿或短路，ADC、SDp板和用戶pC都可能受到較大負電壓的破壞。安全元件包括無源元件R6和D2，用于保護AD7171，以及四通道數字隔離器ADuM5402，用于保護SDp板上的電路和用戶pC。

pCB布局布線考慮

在任何注重精度的電路中，必須仔細考慮電路板上的電源和接地回路布局。pCB應盡可能隔離數字部分和模擬部分。本pCB采用四層板堆疊而成，具有較大面積的接地層和電源層多邊形。有關布局布線和接地的詳細論述，請參考教程MT-031；有關去耦技術的信息，請參考教程MT-101Tutorial。

AD7171和ADuM5402的電源應當用10μF和0.1μF電容去耦，以適當地抑制噪聲并減小紋波。這些電容應盡可能靠近相應器件，0.1μF電容應具有低ESR值。對于所有高頻去耦，建議使用陶瓷電容。

應仔細考慮ADuM5402原邊和副邊之間的隔離間隙。EVAL-CN0188-SDpZ電路板通過拉回頂層上的多邊形或器件，并將其與ADuM5402上的引腳對齊來使該距離最大。

電源走線應盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線路上的毛刺效應。時鐘和其它快速開關的數字信號應通過數字地將其與電路板上的其它器件屏蔽開。