鉅大鋰電 | 點擊量：0次 | 2019年11月07日
串-并聯補償式UPS 串聯變換器研究
現代工業的發展對電能質量的要求越來越高，如何為電力用戶提供安全可靠的綠色電源是目前電源領域研究的熱點。UpS作為一種不間斷供電設備，是改善電能質量的重要措施之一，也是關鍵設備得以正常運行的重要保證。目前UpS的結構有后備式、在線式、三端口在線互動式及雙變流器串-并聯補償式等幾種類型。其中雙變流器串-并聯補償式既可以補償非線性負載中的無功電流及諧波電流，同時還可以補償電源電壓的諧波及基波偏差，具有綜合的電能質量調節能力，是最近才出現的一種新型UpS。目前國外ApC公司有這種實物產品，國內還處于理論研究階段。
本文介紹了雙變流器串-并聯補償式的工作原理，在此基礎上討論串并聯補償式UpS串聯變換器的控制方法，并通過仿真驗證了系統的工作特性，結果表明所提控制策略的正確性，所研究的串并聯補償式UpS串聯變換器部分能始終保證電網輸入電流總畸變率約3%，輸入功率因數接近于1的系統性能，證實了其改善電網側電能質量的有效性。
1雙變流器串-并聯補償式UpS工作原理
圖1給出了雙變換器串并聯補償式UpS的原理，圖中變流器Ⅰ、Ⅱ都是雙向SpWMAC/DC變換器，其直流側接蓄電池，變流器Ⅰ經電感L1、電容C1和變壓器Ts，輸出電壓△v（電流Is）串接在電源電壓、vs和負載電壓vL之間，稱之為串聯補償變換器。其輸出的補償電壓由兩部分組成：△v=△v1+△vh，Uh為諧波補償電壓，它與交流電源中的諧波電壓vsh大小相等，△vh=vsh，但方向相反;△v1為基波電壓補償量，補償電源電壓的基波分量vsl與負載電壓額定值vR的偏差，所以變流器Ⅰ提供的補償電壓△v既抵消了電源電壓vs中的諧波vsh，又補償基波電壓vsl，使負載電壓vL成為與電源基波電壓vs同相的正弦波額定電壓。
變流器Ⅱ經L2、C2濾波后并接在負載兩端或經輸出變壓器Tp接至負載，稱之為并聯補償變換器。若負載為非線性負載，則負載電流iL由基波有功電流iLp、基波無功電流iLQ和諧波電流iLh三部分組成。對變流器Ⅱ進行實時、適當的控制，可使它輸出至負載的電壓為正弦波額定電壓vR，并向負載輸出電流i3=iLQ+iLh+（iLp-is），其中iLQ、iLh補償負載無功和諧波電流，使電源僅向負載輸出基波有功電流is，負載的有功電流iLp由交流電源（is）和變流器Ⅱ（i2d）共同提供。變流器Ⅱ向負載輸出的有功電流i2d=iLp-is。在非線性負載、電源電壓高于或低于額定值vR且含有諧波電壓時，系統通過這種串并聯補償變換器共同作用，可使負載電壓vL補償到與電源電壓同相的額定正弦電壓vR，同時交流電源僅輸入基波有功電流is，功率因數為1。
由上述分析可知，該UpS克服了傳統雙變換在線式UpS因輸入整流部分所帶來的輸入功率因數較低的缺點。通常電源基波電壓偏離額定值小于±15%，因此變流器Ⅰ僅補償v%≤15V的額定電壓，其容量僅為系統容量的20%左右。正常時市電與雙變流器共同對負載供電，兩變流器的最大功率強度只有負載功率的20%，相對始終在100%負載功率下工作的傳統雙變換在線式UpS而言，不僅整機效率高、功率器件損耗小、壽命長、可靠性高，而且有足夠的功率裕量去應付特殊的負載（沖擊負載、瞬間過載等），因此輸出能力得到很大的增強，相同容量的產品造價也降低了。
2理想電網電壓下串聯變換器的控制
電網電壓一定時，對輸入電流的快速有效控制就能控制能量流動的速度和大小。這時串聯變換器實際上可以忽略0軸的影響而視為三相三線制pWM整流器，采用dq軸交叉解耦控制技術，可以獲得理想的變換器輸入電流控制效果。忽略圖1中變換器、電抗器和電容器功耗，若蓄電池既不充電又不放電，電源輸入的有功功率psdc應等于負載的有功功率pLdc。當串聯變換器被制成正弦基波電流源Is，且cosθ=1.0時，有功率psdc為：
式中，Is是與電源基波電壓VS1同相的電流，應選取此電流為電源指令電流I*s：
檢測三相A，B，C系統的負載電流、負載電壓和電源電壓，經坐標變換和低通濾波LpF后得到與基波對應的直流分量VLd、VLq、ILd、ILq、VSd、VSq，按式（2）求出I*s并以此值作為串聯變換器的電流控制指令，對正弦電流源變換器上的輸出電流Is進行pWM控制，使電源電流Is跟蹤I*s，則可實現作為正弦電流源的串聯變換器對電源電流的控制功能和對電源諧波電壓的補償（隔離）功能，如圖2所示。
系統仿真參數如下：交流電網輸入電壓額定幅值VR=100V，頻率f=50Hz;負載額定電壓幅值VL=100V，負載額定容量500VA，cosθ=0.8;三相組合式串聯變壓器額定容量500VA，匝比N1/N2=1/1.5;串聯變換器輸入電感L=4mH，電感電阻R=0.1Ω，輸出濾波電容C1=1μF;并聯變換器輸出濾波電感L=1mH，電感電阻R=0.1Ω;輸出濾波電容C1=90μF。電池組E=86V，內阻R=0.1Ω，直流母線電容Cdc=6800μF;變換器開關頻率f=9kHz。仿真波形如圖3、4、5所示。
由仿真波形可見，在三相對稱的理想電網下，串聯變換器的控制作用非常好，三相電網輸入電流是平衡的正弦電流，直流母線電壓的紋波很小，幾乎不存在2次諧波交流分量波動;電網電流的畸變率約3%。4非理想電壓下的控制策略及仿真波形
串聯變換器的輸入電壓不對稱時，若pWM開關函數包含諧波，會影響直流電壓中產生不期望的諧波，特別是2次諧波使得直流輸出電壓紋波嚴重。反過來還影響串聯變換器橋端輸入電壓，使橋端輸入電壓中包含3、5、9等次的諧波，從而增加了輸入電流的總諧波畸變率。
變換器輸入電壓三相對稱且包含某k次諧波的影響是：使得直流輸出電壓中包含（k-1）及（k+1）次諧波，由此變換器輸入電流中包含k次的諧波，也即輸入電壓的諧波完全傳遞到了三相輸入電流，從而增加了輸入電流的總畸變率，增加了輸入電流正弦性的控制難度。
圖6中三相電網輸入電流嚴重不平衡，B相電流明顯超出另外兩相電流幅值，且A、C兩相的電網電流與輸入電網電壓有明顯的相移，輸入功率因數不完全為1，而直流母線電壓明顯存在2次諧波交流分量的波動。圖7中三相電網輸入電流保持平衡，但輸入電壓的諧波成分使得輸入電流的正弦性受到了很大影響，5次諧波含量嚴重，總畸變率大;直流母線電壓也波動較大，特別是4次諧波分量。
前文的仿真波形說明，將理想電網下的dq軸解耦控制下的電壓電流雙閉環控制策略應用到非理想電網中結果并不理想。因此針對非理想電網，尋求一種更適合其特殊性質的控制策略，具有電源電壓諧波前饋的dq+0軸控制，使得變換器橋端輸出電壓包含同大小的諧波分量，則交流輸入電流中就不存在諧波電流。圖8為具有電源電壓諧波前饋的dq+0軸控制系統框圖，圖9為其仿真波形。
從仿真波形可見，三相電網輸入電流的波形和不平衡度得到良好的控制，Isa的總諧波畸變率分別為1.74%，波形畸變得到了很大改善;且直流電壓穩定，紋波較小，直流側的諧波也有所減小。
5結論
仿真結果表明：所采用的具有電源電壓諧波前饋的dq+0軸控制方法可以獲得優良的控制效果。串聯變流器受控為基波正弦電流源，電源電流Is為與電源基波電壓同相的正弦有功電流，電源電壓中的諧波與基波偏差經串聯變流器得到補償（或隔離）。
